新一代基站中接收器通道的設計改進論文

[摘要]隨著移動通訊技術的不斷更新，基站也必須大幅提高資料傳輸率及語音傳輸量以支援新的功能。但若要確保傳輸的語音清晰和訊號準確無誤，就需要採用穩定可靠的高效能、高電源效率的訊號路徑解決方案。本文討論了有關係統的各種最新要求，並分析怎樣挑選合適的元件。

[關鍵詞]新一代基站;3G;解決方案

0引言

世界各國在推動第三代移動通訊系統(3C)商用化的同時，已將研究重點轉入後3C或4C行動通訊的研究，越來越多的研究人員開始轉入對新一代移動通訊系統的研究。後3G的出現意味著需要測試更多的基站，檢查新的更加複雜的引數，同時出現破壞性干擾的概率也正在不斷提高。

1目前採用的無線設計架構

目前，比較流行的基站架構如圖所示。它主要由兩部分組成，基帶處理單元和射頻單元，他們之間是通過光纖來連線的，光纖上的標準現在比較流行的是CPRI或OBSAI，不同的基站供應廠商會提供不同的標準。這種架構有很多優點，更加容易覆蓋，而且覆蓋更加合理，對於基站無線網路的佈局也更加有效。因此，現在絕大多數的基站都在採用這一技術的基站運用到無線通訊當中。

2基站接收器通道的設計考慮與解決方案

圖1是一典型接收機的架構圖，框圖當中有兩次變頻，這就是我們傳統的低中頻取樣方式，之所以採用兩次變頻，主要是受限於ADC技術的發展。由於在5年前，ADC的取樣頻率不是很高，所以必須採用一個低中頻的方案。隨著ADC技術的不斷髮展，它的取樣率越來越高，位元數也在增長，目前可以達到200Msps，這樣我們就可以採用一個高中頻的方案。高中頻取樣是現在比較流行的取樣技術，運用較廣較多。

圖1接收機架構圖

數字訊號輸出零中頻取樣。零中頻方案由於它自身的缺陷，目前還不能在多載波系統中得到很好的解決，所以零中頻方案在實際的系統當中，在多載波當中應用的非常少。

射頻取樣。該技術目前主要是軟體無線電接收的架構，同樣由於ADC本身技術的限制，目前ADC的取樣數在射頻取樣中不能做的很高，同時它不能保證其全功率頻寬能夠滿足射頻取樣的需求，所以目前射頻取樣也沒有被採用。

2.1模數轉換器的技術引數規定

在系統設計之初，主要考慮的問題就是頻率的選擇，即中頻放在什麼地方，ADC取樣率放在什麼地方，但由於訊號的頻寬主要是由標準來決定的，比如WCDMA是3.84M的頻寬，多載波只有幾個載波，所以設計系統之初對於頻率選擇的好壞將會對器件的效能要求苛刻，一個好的頻率選擇，可以放鬆對一些主要器件效能的要求，比方說ADC的效能。

按照傳統的尼奎斯特理論，取樣率必須是訊號頻寬的兩倍，即f>2 xBH，。但實際當中我們會發現，實際系統中取樣率比訊號頻寬要高得多，這主要是由於，一個高的訊號頻寬，它可以對映象抑制，也就是映象會離有用訊號遠一些，較易加以濾波，這樣一來，在模擬部分和數字部分做映象抑制是非常容易的。同時，高的取樣率會帶來較好的基帶處理增益，有較高的頻帶內信噪比，這樣也會放鬆對模擬前端的設計需求。因此，我們最終會發現，ADC的取樣率會遠遠高於訊號頻寬。那麼，在保證輸入頻寬不變的情況下，只提高取樣頻率(工)，便可採用信噪比較低的ADC。

如果我們將輸入的模擬頻寬和輸入的頻率(fN)保持不變，可以改變取樣時鐘的頻率點即取樣率便可改變頻帶內的諧波跌幅，即二次諧波、三次諧波疊加到有用訊號的頻寬內。

2.2接收路徑的靈敏度

靈敏度是接收機可以接收的最小訊號，它決定著整個基站的覆蓋範圍以及整個基站的容量。影響接收機接收效能的主要因素是噪聲，噪聲越低，其接收的有用訊號也可以越低，這樣覆蓋範圍就會越大。影響接收機的噪聲有以下幾種：較強的阻塞訊號.天線口輸入的熱噪聲(一般是固定值=174);整個接收鏈路的器件噪聲，即器件本身的噪聲係數。

由於整個接收鏈當中本振、ADC取樣時鐘，它們並不是一個理想的單音訊號，也會有一定的相位噪聲，而相位噪聲疊加到有用訊號當中同樣會使整個訊號的噪聲提高，這樣也就給我們提出了降敏需求，所以在設計中要加入降敏技術，給整個噪聲的設計留有一定的餘量。

2.3數字可變增益放大器(DVGA)及模數轉換器信噪比在決定整個系統的噪聲係數之前，先決定整個系統的最大增益。

最大增益=滿標度輸入一訊號回退一最高阻塞訊號目前，最大增益一般都是由其最大的阻塞訊號來決定的`。訊號回退主要是由於目前都是調製訊號，都有一定的分均比，比如CDMA訊號等。為了保證ADC的不溢位，都要根據其分均比對其做訊號回退。滿標度輸入，即ADC的滿量程輸入，根據公式可以決定接收機模擬部分的最大增益。但由於一些單載波的訊號當中，我們可以在系統中加DVGA，這樣可以在輸入小訊號的時候，增益可以更大些;在輸入大訊號，其中含有較強阻塞訊號的時候，可以把增益變得小一些，這樣可以增加整個鏈路的動態範圍。換句話說，即可以降低對ADC的需求。這個一般單載波系統中會用到，但是在多載波系統中，也會加入DVCA，主要是為了補償通道間的不一致性，以及對一些高低溫試驗的漂移的補償。

2.3.1模數轉換器的最低噪聲

下圖形象的給出了整個噪聲包括天線口的熱噪聲，整個鏈路的噪聲係數，以及一些降敏需求。在ADC輸入端整個噪聲由天線熱噪聲、降敏係數、噪聲係數以及整個鏈路的增益決定，通過這些可以計算出ADC輸入端的噪聲。同時，ADC自身也會有噪聲，據設計經驗，ADC自身的噪聲要比輸入端的噪聲低lOdB，故ADC的噪聲不會決定或改變整個鏈路的噪聲，也就是說，設計瓶頸不在ADC。如果發現ADC噪聲與輸入噪聲很接近的話，說明ADC的精度選擇過低，需嘗試選高精度的ADC，比如從12位元升到14位元。模數轉換器的最低噪聲會成為天線加脫敏加最低噪聲加增益之外的另一噪聲源。

圖2系統內.噪聲的組成

2.3.2模數轉換器的噪底與信嗓比的關係

已知ADC的輸入噪聲，又知ADC本身的噪聲要比輸入噪聲低lOdB，便可得到ADC的噪底，也可以通過ADC的噪底，反推出該ADC所需要的SNR。根據SNR我們可以要求ADC的精度。

以下給出了它們的換算關係：

Vroiu=頻帶內的最低噪聲密度視為白噪聲(V/rtHzdBm/Hz)

可以得到它的SNR及其與噪底間的對應關係。根據已知可以推算出ADC的輸入阻抗及其自身的噪底，並相互做比較。根據前面的考慮可以計算出帶內的SNR，若SINAD大於解調門限，則系統沒有問題，若小於解調門限，必須回頭看是哪部分帶來的噪聲大了，使整個帶內的噪聲比真正基帶的解調門限要小，就必須降低某部分的噪聲，來改善SINAD指標。可能是ADC的選擇不合適，也可能是模擬部分的噪聲係數太高了或者其它的因素。所以，整個頻帶內的信噪比決定了基站的靈敏度，判斷不同廠家基站的好壞，靈敏度是重要的指標。

3結論

由於新一代的無線網路基站必須有極高的靈敏度、卓越的功率放大器線性表現，以及強勁的噪聲抑制能力。因此，基站的不同系統必須經過特別的設計考慮才能符合這些要求。一個高效能的解決方案不僅能夠滿足基站訊號路徑的要求，還能解決新一代基站基建裝置的系統設計問題。

參考文獻

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